第2 章 Spice 仿真 描述 与 模型

Altium Designer 18.0 提供混合电路信号仿真工具，在电路原理图设计阶段实现对数模混合信号电路的功能设计仿真，配合简单易用的参数配置窗口，完成基于时序、离散度、信噪比等多种数据的分析。Altium Designer 18.0 可以在原理图中提供完善的混合信号电路仿真功能，除了对 XSpice 标准的支持之外，还支持对 PSpice 模型和电路的仿真。

Altium Designer 中的电路仿真是混合模式仿真器，可以用于对模拟和数字器件的电路分析。仿真器采用由乔治亚技术研究所(GTRI)开发的增强版事件驱动型 XSpice 仿真模型，该模型是基于伯克里 Spice3 代码，与 Spice3f5 完全兼容。

Spice3f5 模拟器件模型包括电阻、电容、电感、电压/电流源、传输线和开关。五类主要的通用半导体器件模型，如 Diodes、BJTs、JFETs、MESFETs 和 MOSFETs。

XSpice 模拟器件模型是针对一些可能会影响到仿真效率的、冗长的、无须开发局部电路，而设计的复杂的、非线性器件特性模型代码，包括特殊功能函数，如增益、磁滞效应、限电压及限电流、S 域传输函数精确度等。局部电路模型是指更复杂的器件，如用局部电路语法描述的操作运放、时钟、晶体等。每个局部电路都在 $ * $ .ckt 文件中，并在模型名称的前面加上大写的 X。

数字器件模型是用数字 SimCode 语言编写的，是一种由事件驱动型 XSpice 模型扩展而来专门用于仿真数字器件的特殊的描述语言，

是一种类 C 语言。实现对数字器件的行为及特征的描述，参数可以包括传输时延、负载特征等信息，行为可以通过真值表、数学函数和条件控制参数等，其来源于标准的 XSpice 代码模型。在 SimCode 中，仿真文件采用 ASCII 码字符并且保存成。TXT 后缀的文件，编译后生成 $ * $.scb 模型文件。可以将多个数字器件模型写在同一个文件中。

2.1 电子电路 Spice 描述

Spice 是一种功能强大的通用模拟电路仿真器，已经具有几十年的历史了，该程序主要用于集成电路的电路分析程序中，Spice 的网表格式变成了通常模拟电路和晶体管级电路描述的标准，其第一版本于 1972 年完成，用 Fortran 语言写成的，1975 年推出正式实用化版本，1988 年被定为美国国家工业标准，主要用于 IC、模拟电路、数模混合电路、电源电路等电子系统的设计和仿真。由于 Spice 仿真程序采用完全开放的政策，用户可以按自己的需要进行修改，加之实用性好，迅速得到推广，已经被移植到多个操作系统平台上。

Spice 仿真软件模型与仿真器是紧密地集成在一起的，用户要添加新的模型类型是很困难的，但是很容易添加新的模型，仅需要对现有的模型类型设置新的参数即可。Spice 模型由两部分组成：模型方程式（model equations）和模型参数（model parameters）。由于提供了模型方程式，因而可以把 Spice 模型与仿真器的算法非常紧密地连接起来，可以获得更好的分析效率和分析结果。Spice 模型已经广泛应用于电子设计中，可对电路进行非线性直流分析、非线性瞬态分析和线性交流分析。被分析的电路中的元器件可包括电阻、电容、电感、互感、独立电压源、独立电流源、各种线性受控源、传输线以及有源半导体器件。Spice 内建半导体器件模型，用户只需选定模型级别并给出合适的参数。

2.1.1 Spice 模型及程序结构

为了进行电路模拟，必须先建立元器件的模型，也就是对于电路模拟程序所支持的各种元器件，在模拟程序中必须有相应的数学模型来描述它们，即能用计算机进行运算的计算公式来表达它们。一个理想的元器件模型，应该既能正确反映元器件的电学特性又适于在计算机上进行数值求解。一般来讲，器件模型的精度越高，模型本身也就越复杂，所要求的模型参数个数也越多。这样计算时所占内存量增大，计算时间增加。而集成电路往往包含数量巨大的元器件，器件模型复杂度的少许增加就会使计算时间成倍延长。反之，如果模型过于粗糙，会导致分析结果不可靠。因此所用元器件模型的复杂程度要根据实际需要而定。如果需要进行元器件的物理模型研究或进行单管设计，一般采用精度和复杂程度较高的模型，甚至采用以求解半导体器件基本方程为手段的器件模拟方法。二维准静态数值模拟是这种方法的代表，通过求解泊松方程、电流连续性方程等基本方程，结合精确的边界条件和几何、工艺参数，相当准确地给出器件电学特性。而对于一般的电路分析，应尽可能采用能满足一定精度要求的简单模型（compact model）。电路模拟的精度除了取决于器件模型外，还直接依赖所给定的模型参数数值的精度。因此

希望器件模型中的各种参数有明确的物理意义，与器件的工艺设计参数有直接的联系，或能以某种测试手段测量出来。

Spice 的输入一般有两种形式，一种是网表(net list)文件(或文本文件)形式，另一种是电路原理图形式。相对而言，后者比前者简单、直观，既可以生成新的电路原理图文件，又可以打开已有的原理图文件。Spice 的设计流程如图 2-1 所示，对电子电路仿真的类型如表 2-1 所示。

本节以一个完整的电路为例，使用 Spice 描述一个完整的电路结构。图 2-2 给出了基于 Altium Designer 18.0（以后简称 AD）软件绘制的一个基于单个晶体管放大电路的完整结构。

通过观察原理图可以看出：

（1）一个电路的完整结构，应该包含电子元器件和用于连接电子元器件的电路结构。

（2）Vin、Vout、Vdc、Vb、Vc 和 Ve 这些标号从电子设计角度来说，称为网络。网络用来标识电子线路中每个元器件的位置。这种表示方法是电子设计自动化软件标识电

路结构的常用方法。

综上所述，只要给定了电子元器件、电源、激励源，并且标记了每个电子元器件的位置，就能实现一个完整的电路结构。

在 AD 中打开 Simulate→Generate 'Mixed Sim' NetList 菜单对单管放大电路原理图生成如图 2-3 所示的 Spice 网表文件。下面对其进行分析。

1. 标题行、注释行和结束行

1 ）标题行

该行必须是输入文件的第一行，如 spice_expl。

2）注释行

注释行以“*”符号开始，例如：

• SPICE Netlist generated by Advanced Sim server on 2018/5/17 11:47:51
• Schematic Netlist:

3 ）结束行

. END 用于标识输入文件的结束，它是输入文件的最后一行。

2. 器件模型描述

器件模型的通用格式为：

\[\mathbf{P}=\mathbf{P}_{V A L2}=\mathbf{P}_{V A L1}=\mathbf{P}_{V A L2}=\mathbf{P}_{V A L1}=\mathbf{P}_{V A L1}=\mathbf{P}_{V A L2}=\mathbf{P}_{V A L1}=\mathbf{P}_{V A L2}\mathbf{P}=\mathbf{P}_{V A L2}\mathbf{P}=\mathbf{P}_{V A L2}\mathbf{P}=\mathbf{P}_{V A L2}\mathbf{P}=\mathbf{P}_{V A L2}\mathbf

例如：

.MODEL 2N3904 NPN(IS = 1.4E-14 BF = 300 VAF = 100 IKF = 0.025 ISE = 3E-13 BR = 7.5 RC = 2.4 CJE = 4.5E-12 TF = 4E-10 CJC = 3.5E-12 TR = 2.1E-8 XTB = 1.5 KF = 9E-16)

（1）对于一些参数较多的电子元器件使用单独的 $ * $.MODEL 行进行说明，并且分配一个唯一的模型名字。

（2）MNAME 表示模型的名字。

（3）TYPE 表示模型的类型，包括 15 种，如表 2-2 所示。

3. 子电路描述

子电路描述即可以定义由 Spice 元器件构成的子电路，可以通过类似于调用器件模型的方法进行引用。在输入文件中，通过一组元器件行定义子电路。然后，程序自动在引用子电路的地方插入该组元器件。对子电路的大小和复杂度没有限制，并且子电路还可以包含其他的子电路。

1 ). SUBCKT 行

SUBCKT 行用于说明一个电路定义的开始。格式如下：

SUBCKT subnam N1 < N2 N3 ...>

例如：

SUBCKT OPAMP 1 2 3 4

其中：

（1）subnam 表示子电路的名字。

(2) N1, N2, … 表示外部的节点。

（3）在一个子电路定义中，不显示控制行。然而，子电路定义可以包含其他子电路定义、器件模型和调用子电路。

2 ）. ENDS 行

.ENDS 行用于说明子电路定义的结束。格式如下：

. ENDS < SUBNAM >

例如：

. ENDS OPAMP

3）调用子电路

格式如下：

XYYYYYYYY N1 < N2 N3 …> SUBNAM

例如：

X1 2 4 17 3 1 MULTI

通过指定带有字母 X 开头的伪元素(后面是子电路节点)，在 Spice 中所使用的子电路。

4. 合并文件

合并文件 INCLUDE LINES 格式是：

.INCLUDE filename

例如：

INCLUDE /users/Spice/common/wattmeter.cir

在几个输入文件中，复用电路描述的一部分，特别是那些公共的模型和子电路。在任何一个 Spice 输入文件内，.INCLUDE 行可以用于复制其他一些文件。

2.1.2 Spice 程序相关命令

1. 分析命令

这些命令用于控制 Spice 执行的分析功能，以及输出什么样的结果，下面对这些命令进行介绍。

1 ). AC

小信号 AC 分析，常用的格式如下：

.AC DEC 10 FSTART FSTOP

.AC OCT NO FSTART FSTOP

.AC LIN NP FSTART FSTOP

例如：

.AC DEC 10 1 10K

.AC DEC 10 1K 100MEG

.AC LIN 100 1 100Hz

2). DC

DC 传输函数分析，常用的格式如下：

.DC SRCNAM VSTART VSTOP VINCR [SRC2 START2 STOP2 INCR2]

例如：

.DC VIN 0.25 5.0 0.25

.DC VDS 0 10.5 VGS 0 5 1

.DC VCE 0 10.25 IB 0 1 10U 1U

中：

(1) SRCNAM：表示独立电压源或者独立电流源的名字。

(2) VSTART、VSTOP、VINCR：表示开始值、停止值和递增的值。

3). NOISE

NOISE 对电路执行噪声分析，常用的格式如下：

.NOISE V(OUTPUT <, REF >) SRC ( DEC | LIN | OCT ) PTS FSTART FSTOP +

例如：

.NOISE V(5) VIN DEC 10 1kHz 100MHz

.NOISE V(5,3) V1 OCT 8 1.0 1.0e6 1

4). OP

OP 用于确定电路的直流工作点，分析条件是电容开路、电感短路。常用的格式如下：

其中：

电路设计、仿真与PCB设计

5). PZ

PZ 执行零级点分析，常用的格式如下：

.PZ NODE1 NODE2 NODE3 NODE4 CUR POL

.PZ NODE1 NODE2 NODE3 NODE4 CUR ZER

.PZ NODE1 NODE2 NODE3 NODE4 CUR PZ

.PZ NODE1 NODE2 NODE3 NODE4 VOL POL

.PZ NODE1 NODE2 NODE3 NODE4 VOL ZER

.PZ NODE1 NODE2 NODE3 NODE4 VOL PZ

例如：

.PZ 1 0 3 0 CUR POL

.PZ 2 3 5 0 VOL ZER

.PZ 4 1 4 1 CUR PZ

其中：

（1）CUR：表示传输函数的类型——输出电流/输入电流。

（2）VOL：表示传输函数的类型——输出电压/输入电压。

（3）POL：表示只分析极点。

（4）ZER：表示只分析零点。

（5）PZ：表示同时分析零点和极点。

（6）NODE1、NODE2：表示两个输入节点。

（7）NODE3、NODE4：表示两个输出节点。

6). SENS

SENS 执行 DC 或者小信号 AC 灵敏度分析，常用格式如下：

.SENS OUTVAR

.SENS OUTVAR AC DEC ND FSTART FSTOP

.SENS OUTVAR AC OCT NO FSTART FSTOP

.SENS OUTVAR AC LIN NP FSTART FSTOP

例如：

.SENS V(1, OUT)

.SENS V(OUT) AC DEC 10 100 100K

.SENS I(VTEST)

7). TF

TF 定义了用于直流小信号分析时，小信号的输出和输入。具体实现计算传输函数（输出/输入的直流小信号值、输入阻抗和输出阻抗）。常用格式如下：

.TF OUTVAR INSRC

例如：

.TF V(5,3) VIN

.TF I(VLOAS) VIN

其中：

(1) OUTVAR: 小信号输出变量。

(2) INSTC: 小信号输入源。

8). TRAN

TRAN 执行瞬态分析，常用格式如下：

.TRAN TSTEP TSTOP < TSTART < TMAX >>

例如：

.TRAN 1NS 100NS

.TRAN 1NS 1000NS 500NS

.TRAN 10NS 1US

9). FOUR

FOUR 执行傅里叶分析，该分析作为暂态分析的一部分，常用格式如下：

.FOUR FREQ OV1 < OV2 OV3 ...>

例如：

.FOUR 100K V(5)

10). MC

MC 执行蒙特卡洛分析，常用格式如下：

.MC runs < option >

其中：

(1) runs: 运行蒙特卡洛分析的次数。

(2) < option >: MC 分析功能选项。

11) SWEEP(参数)

参数扫描，常用格式如下：

SWEEP cname[cparam] pvstart pvstop pvinstr

例如：

SWEEP R1[resistance] 10 1000 110

其中：

(1) cname: 扫描元器件的名字。

(2) cparam: 扫描元器件的某个参数。

(3) pvstart: 扫描参数的起始值。

(4) pvstop: 扫描参数的结束值。

(5) pvinstr: 扫描参数的增量。

12) SWEEP(温度)

温度扫描，常用格式如下：

电路设计、仿真与PCB设计

例如：

SWEEP OPTION[TEMP] 0 110 10

其中：

（1）tstart：扫描温度的起始值。

（2）tstop：扫描温度的结束值。

（3）tinstr：扫描温度的增量。

2. 输出命令

下面介绍常用的一些输出命令。

1). SAVE 行

SAVE 行用于在原始文件中记录指定的向量，常用格式如下：

. SAVE vector vector vector ...

例如：

.SAVE i(vin) input output .SAVE @ml[id]

2). PRINT 行

PRINT 行定义了表格中所列出的 1～8 个变量的内容，常用格式如下：

. PRINT PRTYPE OV1 < OV2 ... OV8 >

例如：

.PRINT TRANV V(4) I(VIN)

.PRINT DC V(2) I(VSRC) V(23,17)

.PRINT AC VM(4,2) VR(7) VP(8,3)

其中：

（1）PRTYPE：打印分析的类型。

（2） $ V_{x}(N1, $）：表示节点N1和节点N2之间的电压差。如果没有指定N2，则默认为0（地）。

（3）I(Vxxxxxx)：表示流经 Vxxxxxxx 所表示的独立电压源的电流。

3). PLOT 行

.PLOT 行定义了一个绘图内的内容(1～8 个变量)，常用格式如下：

.PLOT PLTYPE OV1 <(PLO1,PHI1)> < OV2 <(PLO2,PHI2)> … OV8 >

.PLOT PLTYPE OV1<(PLO1,PH11)>... OV8>

例如：

.PLOT DC V(4) V(5) V(1)

.PLOT TRAN V(17,5) (2,5) VDB(5) VP(5)

.PLOT DISTO HD2 HD3(R) SIM2

.PLOT TRAN V(5,3) V(4) (0,5) V(7) (0,10)

其中：

（1）PRTYPE：绘图分析的类型。

(2) OV_{x}：绘图输出变量。

（3）PLx/PHx：绘图输出规定的上限和下限。

2.2 电子元器件及 Spice 模型

本节主要介绍在 Spice 仿真中所用到的 Spice 模型。Spice 模型主要分为基本元器件、电压和电流源、传输线、晶体管和二极管、从用户数据中创建的 Spice 模型。

通过学习这些电子元器件的 Spice 模型和从用户数据创建 Spice 模型的方法，能更好地理解电子元器件的物理特性，为执行 Spice 仿真，并对仿真的结果进行分析打下基础。

2.2.1 基本元器件

Spice 模型中的基本元器件，主要包含电阻、半导体电阻、电容、半导体电容、电感、耦合（互感）和开关。

1. 电阻

图2-4 给出了电阻的符号，其 Spice 模型表示为：

例如：

其中：

（1）N1、N2：电阻接入电路的节点号，在使用时分配。

（2）VALUE：电阻值（单位为 $ \Omega $），为正值或者负值，但不能为0。

2. 半导体电阻

图2-5给出了半导体电阻的符号，其Spice模型表示为：

其中：

（1）N1、N2：电阻接入电路的节点号，在使用时分配。

(2) VALUE: 电阻值。

（3）MNAME：电阻模型的名字。

（4）LENGTH：电阻的长度值。

（5）WIDTH：电阻的宽度值。

（6）T：电阻的温度值。

例如：

RLOAD 2 10 10K

RMOD 3 7 RMODEL L = 10uW = lu

这是一种更通用的电阻形式，考虑了温度的影响。电阻和温度的关系可由下式表示：

$ R(T) = R(T_{0})[1 + TC1(T - T_{0}) + TC2(T - T_{0})^{2}] $

其中：

（1）TC1：第一阶温度系数，单位为 $ \Omega/^{\circ}C $ 。

（2）TC2：第二阶温度系数，单位为 $ \Omega/^{\circ}C^{2} $ 。

（3） $ R(T_{0}) $： $ T_{0} $ 温度时的电阻值。

3. 电容

图 2-6 给出了电容的符号，其 Spice 模型表示为：

CXXXXXXX N + N - VALUE < IC = INCOND>

例如：

CBYP 13 0 1UF

COSC 17 23 10U IC = 3V

其中：

（1）N+、N-：电容接入电路的节点号，在使用时分配。

(2) VALUE: 电容值(单位为 F)。

(3) ：电容的初始电压值。

4. 半导体电容

图 2-7 给出了半导体电容的符号，其 Spice 模型表示为：

例如：

CLOAD 2 10 10P

CMOD 3 7 CMODEL L = 10u W = lu

其中：

（1）N1、N2：电容接入电路的节点号，在使用时分配。

（2）MNAME：电容模型的名字。

（3）VALUE：是电容值(单位为 F)。

（4）LENGTH：电容的长度。

（5）WIDTH：电容的宽度。

(6) ：瞬态分析的初值。

电容值可以通过下面进行计算：

CAP = CJ(LENGTH - NARROW)(WIDTH - NARROW) + 2CJSW(LENGTH + WIDTH - 2NARROW)

其中：

(1) CJ: 节底部电容, 单位为 $ F/m^{2} $ 。

（2）CJSW：节侧壁电容，单位为 F/m。

(3) NARROW: 由于侧蚀缩小, 单位为 m。

5. 电感

图2-8给出了电感的符号，其Spice模型表示为：

LYYYYYYYN + N- VALUE < IC = INCOND>

例如：

LLINK 42 69 1UH

LSHUNT 23 51 10U IC = 15.7MA

其中：

（1）N+、N-：电感接入电路的节点号，在使用时分配。

(2) VALUE: 电感值(单位为 H)。

(3) ：电感的初始电流值。

6. 耦合(互感)电感

图2-9给出了耦合(互感)电感的符号，其Spice模型表示为：

KXXXXXXX LYYYYYYY LZZZZZZZ VALUE

例如：

K43 LAA LBB 0.999 KXFRMR L1 L2 0.87

其中：

（1）LYYYYYYYY 和 LZZZZZZZZ：两个耦合电感的名字。

(2) VALUE: 耦合系数 K，其范围 0 < K < 1。

7. 开关

图2-10给出了电流控制的开关符号，其Spice模型表示为：

WYYYYYYY N + N - VNAM MODEL < ON>< OFF >

图2-11给出了电压控制的开关符号，其Spice模型表示为：

SXXXXXXX N + N − NC + NC − MODEL < ON>

例如：

s1 1 2 3 4 switch1 ON

s2 5 6 3 0 sm2 off

wl 1 2 vclock switchmod

W2 3 0 vramp sm1 ON

其中，VNAM 表示指定的电压源。

2.2.2 电压和电流源

Spice 模型中的电压和电流源主要分为三大类，包括独立源、线性受控源、非线性受控源。

常用的独立源主要包括脉冲源、正弦源、指数源、分段线性源、单频 FM 源。下面给出的是电压源，对于电流源有类似的模型描述。

1. 脉冲源

图 2-12 给出了脉冲源的符号，其 Spice 模型表示为：

PULSE(V1 V2 TD TR TF PW PER)

例如：

VIN 3 0 PULSE(-112NS 2NS 2NS 50NS 100NS)

表 2-3 给出了脉冲源 Spice 模型各个参数的含义；图 2-13 给出了脉冲源产生的脉冲波形图。

2. 正弦源

图 2-14 给出了正弦源的符号，其 Spice 模型表示为：

例如：

VIN 3 0 SIN(0 1 100MEG 1NS 1E7)

表2-4给出了正弦源 Spice 模型各个参数的含义；图2-15给出了正弦源产生的脉冲波形图。

3. 指数源

图 2-16 给出了指数源的符号，其 Spice 模型表示为：

例如：

表 2-5 给出了指数源 Spice 模型各个参数的含义；图 2-17 给出了指数源产生的脉冲波形图。

4. 分段线性源

图2-18给出了分段线性源的符号，其Spice模型表示为：

PWL(T1 V1 < T2 V2 T3 V3 T4 V4 …>)

例如：

$$ \mathrm{VCLOCK~7~5~\mathrm{PWL}}(0~-~7~10\mathrm{NS}~-~7~11\mathrm{NS}~-~3~17\mathrm{NS}~-~3~18\mathrm{NS}~-~7~50\mathrm{NS}~-~7) $$

图 2-19 给出了分段线性源产生的脉冲波形图。

每一对值(Ti,Vi)表示：在时间为Ti的时候，信号源的值为 $ V_{i} $。

5. 单频 FM 源

图 2-20 给出了单频 FM 源的符号, 其 Spice 模型表示为: SFFM(VO VA FC MDI FS)

例如：

$$ \mathrm{V1~12~0~SFFM(0~1~100K~5~10K)} $$

单频 FM 信号源，可以用下式表示：

$$ \mathrm{V}(\mathrm{t})=\mathrm{VO}+\mathrm{VA}*\sin(2\pi*\mathrm{~FC}*\mathrm{t}+\mathrm{MDI}*\sin(2\pi*\mathrm{~FS}*\mathrm{t})) $$

表 2-6 给出了单频 FM 源 Spice 模型各个参数的含义；图 2-21 给出了单频 FM 源产生的脉冲波形图。

2.2.3 传输线

在许多电子线路中，连接各器件的导线的长度是基本可以被忽略的，也就是说在导线各点同一时刻的电压可以认为是相同的。但是，当电压的变化和信号沿导线传播的时间可以比拟时，导线的长度变得重要了，这时导线就必须作为传输线处理。

换言之，当信号所包含的频率分量的相应波长较导线长度小或二者可以比拟的时候，导线的长度是很重要的。

常见的经验方法认为如果电缆或者导线的长度大于波长的1/10，则作为传输线处理。此情况下相位延迟和线中的反射干扰非常显著，如果不使用传输线理论仔细研究设计过的系统，就会出现一些不可预知的行为。

在 Spice 中，支持三种传输线类型，即无损传输线、有损传输线和均匀分布的 RC 线。

1. 无损传输线

图2-22给出了无损传输线的符号，其Spice模型表示为：

$$ \begin{aligned}&TXXXXXXX~N1~N2~N3~N4~Z0&=VALUE>+\\ \end{aligned} $$

例如：

$$ \mathrm{T I~1~0~2~0~Z0~=~50~T D~=~10N S} $$

其中：

（1）N1、N2：无损传输线输入端口的正端和负端。

（2）N3、N4：无损传输线输出端口的正端和负端。

（3）Z0：无损传输线的特性阻抗。

（4）初始条件：可选，由每个传输线的端口电压和电流组成。

传输线的长度可以用两种形式描述：

（1）传输延迟TD：如TD=10ns。

（2）NL：表示在频率 F 时，传输线上的波长相对于传输线上量化的电气长度。

2. 有损传输线

图 2-23 给出了有损传输线的符号，这是一个用于单个导体有损传输线的两端口卷积模型，其 Spice 模型表示为：

OXXXXXXX N1 N2 N3 N4 MNAME

例如：

023 1 0 2 0 LOSSYMOD OCONNECT 10 5 20 5 INTERCONNECT

其中：

（1）N1、N2：有损传输线输入端口的正端和负端。

（2）N3、N4：有损传输线的输出端口的正端和负端。

（3）对于带有0损耗的有损传输线能比无损传输线更能精确地表示实现细节。

有损传输线的模型如下：

（1）只带有串行损耗的均匀传输线（uniform transmission line with series loss only）RLC 模型。

(2) 均匀 RC(uniform RC line)模型。

（3）无损耗传输线（lossless transmission line）LC 模型。

（4）只有分布串行电阻和并行电导（distributed series resistance and parallel conductance only）RG 传输线模型，下面称为 LTRA 模型，用于为一个均匀分布的常数参数的分布式传输线进行建模。

使用均匀 RC 和无损耗传输线模型可以对 RC 和 LC 的情况进行建模，新的 LTRA 模型更加精确和快速。如表 2-7 所示，LTRA 模型使用了大量的参数，其中一些必须提供，另一些可选。

| 名 称 | 参 数 | 单位/类型 | 默认值 | 例 子 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| R | 电阻/长度 | \Omega /单位 | 0.0 | 0.2 |

| L | 电感/长度 | H/单位 | 0.0 | $ 9.13 \times 10^{-9} $ |

| G | 电导/长度 | \Omega /单位 | 0.0 | 0.0 |

| C | 电容/长度 | F/长度 | 0.0 | $ 3.65 \times 10^{-12} $ |

| LEN | 传输线长度 | — | — | 1.0 |

| REL | 断点控制 | 任意单位 | 1 | 0.5 |

| ABS | 断点控制 | — | 1 | 5 |

| NOSTEPLIMIT | 不限制时间步长小于线延迟(RLC情况) | 标志 | 无设置 | 设置 |

| NOCONTROL | 不做复杂的时间步长控制(RLC和RC情况) | 标志 | 无设置 | 设置 |

| LININTERP | 使用线性插值 | 标志 | 无设置 | 设置 |

| MIXEDINTERP | 当二次项看上去不好时,使用线性 | — | 无设置 | 设置 |

| COMPACTREL | 用于压缩历史数据的特殊相对精度 | 标志 | REL TOL | $ 10^{-3} $ |

| COMPACTABS | 用于压缩历史数据的特殊绝对精度 | — | ABSTOL | $ 10^{-9} $ |

| TRUNCNR | 使用牛顿-拉夫逊方法,用于时间步长控制 | 标志 | 无设置 | 设置 |

| TRUNCDONTCUT | 不限制时间步长,保持脉冲响应低误差 | 标志 | 无设置 | 设置 |

3. 均匀分布的 RC 线

图 2-24 给出了均匀分布的 RC 线符号，其 Spice 模型表示为：

$$ \mathbf{U}\mathbf{X}\mathbf{X}\mathbf{X}\mathbf{X}\mathbf{X}\mathbf{X}\mathbf{X}\mathbf{N}\mathbf{1}\ \mathbf{N}2\ \mathbf{N}3\ \mathbf{M}\mathbf{N}\mathbf{A}\mathbf{M}\mathbf{E}\ \mathbf{L}\ =\ \mathbf{L}\mathbf{E}\mathbf{N}<\mathbf{N}\ =\ \mathbf{L}\mathbf{U}\mathbf{M}\mathbf{P}\mathbf{S}> $$

例如：

$$ \mathrm{U1~1~2~0~U R C M O D~L~=~50U} $$

$$ \mathrm{U R C2~1~12~2~U M O D L~l~=~1M I L~N~=~6~} $$

其中：

（1）N1、N2：连接 RC 线的两个元素的节点。

（2）N_{3}：连接电容的节点。

（3）MNAME：模型的名字。

（4）LEN：RC线的长度，单位为 m。

（5）LUMPS：表示在建模 RC 线时，集总段的数量。

如果没有为均匀 RC 线指定集总段 LUMPS，则由下面确定：

$$ N=\frac{\log\left[F_{\max}\frac{R}{L}\frac{C}{L}2\pi L^{2}\left(\frac{K-1}{K}\right)^{2}\right]}{\log K} $$

如表2-8所示，还有一些参数和该模型有关。

| 序号 | 名字 | 参数 | 单位 | 默认值 | 例子 |

| --- | --- | --- | --- | --- | --- |

| 1 | K | 传播常数 | — | 2.0 | 1.2 |

| 2 | FMAX | 兴趣的最大频率 | Hz | 1.0G | 6.5Meg |

| 3 | RPERL | 每个单位长度的电阻 | $ \Omega $ | 1000 | 10 |

| 4 | CPERL | 每个单位长度的电容 | F/m | $ 10^{-15} $ | 1pF |

| 5 | ISPERL | 每个单位长度的饱和电流 | A/m | 0 | — |

| 6 | RSPERL | 每个单位长度的二极管电阻 | $ \Omega $ | 0 | — |

2.2.4 二极管和晶体管

晶体管和二极管主要包括二极管 Diode、双极结型晶体管 CBJT、结型场效应晶体管 CJFET、金属氧化物半导体场效应晶体管和金属半导体场效应晶体管。

在 Spice 中，Diode、BJT、JFET 和 MESFET 的几何尺寸是用一个无量纲的面积因子（area factor）来表示的。模型语句只定义了一个单位面积器件，而面积因子则表示了器件面积和单位面积的比值，与面积有关的模型参数将乘/除以这个面积因子。

对于一些器件，可能需要用两种不同的形式说明初始条件。第一种形式包括改善电路的直流收敛性，包含多个稳定状态。如果一个器件用OFF指定，则用于该器件的终端电压所确定的直流操作点设置为0。当收敛后，程序连续迭代，以得到用于终端电压的精确值。如果电路有多个直流稳定状态，使用OFF选项解决方案对应到一个期望的状态。初始条件的第二种形式用于瞬态分析。与收敛条件相比，这是真正的初始条件。

1. 结型二极管

图 2-25 给出了二极管的一个典型应用结构；图 2-26 给出了二极管的等效模型。其非线性电流表达式为

$$ I_{\mathrm{D}}=I_{\mathrm{s}}\left\{\exp\left(\frac{V_{\mathrm{D}}}{n V_{\mathrm{t}}}\right)-1\right\} $$

其中：

(1) $ V_{t}=\frac{kT}{q} $

（2） $ I_{s} $：饱和电流。

（3）n：发射系数，用来描述耗尽区中产生的复合效应。

二极管的 Spice 模型表示为：

$$ DXXXXXXX~N+~N-~MNAME $$

例如：

$$ \mathrm{DBRIDGE~2~10~DIODE~1~DCLMP~3~7~DMOD~3.0~\mathrm{IC}~=~0.2~} $$

其中：

（1）N+、N-：二极管的正端和负端。

（2）MNAME：二极管模型的名字，使用 $ * $.MODEL 语句进行描述。

（3）AREA：面积因子。

（4）OFF：可选，用于作用于该器件的直流分析开始条件。

（5）IC=VD：在.TRAN行中，用于UIC选项的一个初始条件。

（6）TEMP：工作温度。

表2-9给出了二极管的模型参数。

| 序号 | 关 键 字 | 名称 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 1 | IS | 饱和电流 | $ 10^{-14} $ | A |

| 2 | RS | 等效欧姆电阻 | 0 | \Omega |

| 3 | N | 发射系数 | 1 | — |

| 4 | TT | 渡越时间 | 0 | s |

| 5 | CJO | 零偏置结电容 | 0 | F |

| 6 | VJ | 结电势 | 1 | V |

| 7 | M | 电容梯度因子 | 0.5 | — |

| 8 | EG | 禁带宽度,对硅为1.11,锗为0.67 | 1.11 | eV |

| 9 | XTI | 饱和电流温度指数因子 | 3.0 | — |

| 10 | FC | 正偏耗尽层电容公式中系数 | 0.5 | — |

| 11 | BV | 反向击穿电压 | 无穷 | V |

| 12 | IBV | 反向击穿电流 | $ 10^{-3} $ | A |

| 13 | KF | 闪烁噪声系数 | 0 | — |

| 14 | AF | 闪烁噪声指数因子 | 1 | — |

| 15 | TNOM | 参数测量温度 | 27 | °C |

2. 双极结型晶体管

图 2-27 给出了双极结型晶体管(bipolar junction transistor, BJT)的一个典型应用结构；如图 2-28 所示，双极性结型晶体管有 NPN 和 PNP 两种类型；如图 2-29 所示，双极结型晶体管采用了修改的 Gummel-Poon 模型，其 Spice 模型表示为：

$$ \begin{array}{l}\mathrm{Q}\mathrm{X}\mathrm{X}\mathrm{X}\mathrm{X}\mathrm{X}\mathrm{X}\mathrm{X}\mathrm{~N}\mathrm{C}\mathrm{~N}\mathrm{B}\mathrm{~N}\mathrm{E}<\mathrm{N}\mathrm{S}>\mathrm{M}\mathrm{N}\mathrm{A}\mathrm{M}\mathrm{E}<\mathrm{A}\mathrm{R}\mathrm{E}\mathrm{A}><\mathrm{O}\mathrm{F}\mathrm{F}><\mathrm{I}\mathrm{C}=\mathrm{V}\mathrm{B}\mathrm{E},\mathrm{V}\mathrm{C}\mathrm{E}><\mathrm{T}\mathrm{E}\mathrm{M}\mathrm{P}=\mathrm{T}>\\\end{array} $$

例如：

Q23 10 24 13 QMOD IC = 0.6, 5.0 Q50A 11 26 4 20 MOD1

其中：

（1）NC：晶体管的集电极。

（2）NB：晶体管的基极。

（3）NE：晶体管的发射极。

（4）NS：晶体管的衬底（可选）。如果没指定，则接地。

（5）MNAME：模型的名字。使用.MODEL 语句进行描述。

（6）AREA：可选的面积系数。

（7）OFF：可选。用于对器件进行DC分析的初始条件。

(8) ：可选。瞬态分析时的初始条件。

（9）TEMP：工作温度（可选）。

表2-10给出了与双极结型晶体管模型相关的参数列表。

| 序号 | 名称 | 参数 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 1 | IS | 饱和电流 | $ 10^{-16} $ | A |

| 2 | BF | 理想的最大正向电流增益 | 100 | — |

| 3 | BR | 理想的最大反向电流增益 | 1 | — |

| 4 | NF | 正向电流发射系数 | 1 | — |

| 5 | NR | 反向电流发射系数 | 1 | — |

| 6 | ISE | 正向小电流非理想基极电流系数 | 0 | A |

| 7 | ISC | 反向小电流非理想基极电流系数 | 0 | A |

| 8 | IKF | 正向 $ \beta F $大电流下降的电流点 | 无穷 | A |

| 9 | IKR | 反向 $ \beta R $大电流下降的电流点 | 无穷 | A |

| 10 | NE | 非理想小电流基极-发射极发射系数 | 1.5 | — |

| 11 | NC | 非理想小电流基极-集电极发射系数 | 2 | — |

| 12 | VAF | 正向欧拉电压 | 无穷 | V |

| 13 | VAR | 反向欧拉电压 | 无穷 | V |

| 14 | RC | 集电极电阻 | 0 | \Omega |

| 15 | RE | 发射极电阻 | 0 | \Omega |

| 16 | RB | 零偏压基极电阻 | 0 | \Omega |

| 17 | RBM | 大电流时最小基极电阻 | RB | \Omega |

| 18 | IRB | 基极电阻下降到最小值1/2时的电流 | 无穷 | A |

| 19 | TF | 理想正向渡越时间 | 0 | s |

| 20 | TR | 理想反向渡越时间 | 0 | s |

| 21 | XTF | \tau F随偏置变化的系数 | 0 | — |

| 22 | VTF | \tau F随VB&#x27;C&#x27;而变化的电压 | 无穷 | — |

| 23 | ITF | 影响 $ \tau F $的大电流参数 | 0 | — |

| 24 | PTF | 在频率 $ f=1/(2\pi\tau F) $时超前相位 | 0 | ° |

| 25 | CJE | 零偏压基极-发射极零耗尽层电容 | 0 | F |

| 26 | VJE | 基极-发射极内建电势 | 0.75 | V |

| 27 | MJE | 基极-发射极结梯度因子 | 0.33 | — |

| 28 | CJC | 零偏置基极-集电极耗尽层电容 | 0 | F |

| 29 | VJC | 基极-集电极内建电势 | 0.75 | V |

| 30 | MJC | 基极-集电极结梯度因子 | 0.33 | — |

| 31 | CJS | 零偏置集电极-衬底电容 | 0 | F |

| 32 | VJS | 衬底结内建电势 | 0.75 | V |

| 33 | MJS | 衬底结指数因子 | 0.33 | — |

续表

| 序号 | 名称 | 参数 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 34 | FC | 正偏压耗尽电容公式中的系数 | 0.5 | — |

| 35 | XCJC | 基极-集电极耗尽电容连到内部基极的百分数 | 1 | — |

| 36 | XTB | 正向 $ \beta F $和反向 $ \beta R $的温度系数 | 0 | — |

| 37 | XTI | 饱和电流温度指数因子 | 3 | — |

| 38 | EG | 禁带宽度 | 1.11 | (硅)eV |

| 39 | KF | 闪烁噪声系数 | 0 | — |

| 40 | AF | 闪烁噪声指数因子 | 1 | — |

| 41 | TNOM | 参数测量温度 | 27 | ℃ |

注意：

（1）IS、BF、NF、ISE、IKF、NE决定正向电流增益。

(2) IS、BR、NR、ISC、IKR、NC决定反向电流增益。

（3）CJE、VJE、MJE、FC决定B-E节势垒电容。

（4）CJC、VJC、MJC、FC决定B-C节势垒电容。

(5) CJS、VJS、MJS 决定 C-S 节势垒电容。

(6) VAF、VAR 决定正向和反向输出电导。

（7）TF、TR决定正向和反向渡越时间。

（8）EG、XTI 和温度有关。

3. 结型场效应晶体管

图 2-30 给出了结型场效应晶体管 (junction field-effect transistor, JFET) 的一个典型应用结构；图 2-31 给出了 N 和 P 沟道 JFET 结型场效应晶体管的符号；图 2-32 给出了 N 沟道 JFET 的大信号模型，其 Spice 模型表示为：

JXXXXXXX ND NG NS MNAME

例如：

J1 7 2 3 JM1 OFF

其中：

（1）ND：结型场效应晶体管漏极。

（2）NG：结型场效应晶体管栅极。

（3）NS：结型场效应晶体管源极。

（4）MNAME：模型的名字。使用.MODEL 语句进行描述。

（5）AREA：面积因子。

（6）OFF：可选。用于对器件进行DC分析的初始条件。

（7）TEMP：可选的工作温度。

表2-11给出了与结型场效应晶体管模型相关的参数列表。

| 序号 | 关键字 | 名称 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 1 | VTO | 阈值电压 | -2 | V |

| 2 | BETA | 跨导系数 | $ 10^{-4} $ | $ A/V^{2} $ |

| 3 | LAMBDA | 沟道长度调制系数 | 0 | $ V^{-1} $ |

| 4 | RD | 漏极欧姆电阻 | 0 | \Omega |

| 5 | RS | 源极欧姆电阻 | 0 | \Omega |

| 6 | CGS | 零偏压栅漏结电容 | 0 | F |

| 7 | CGD | 零偏压栅源结电容 | 0 | F |

| 8 | PB | 栅结内电势 | 1 | V |

| 9 | B | 掺杂尾部参数 | 1 | — |

| 10 | IS | 栅结饱和电流 | $ 10^{-14} $ | A |

| 11 | FC | 正偏耗尽层电容公式中系数 | 0.5 | — |

| 12 | KF | 闪烁噪声系数 | 0 | — |

| 13 | AF | 闪烁噪声指数因子 | 1 | — |

| 14 | TNOM | 参数测量温度 | 27 | °C |

4. 金属氧化物半导体场效应晶体管

金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field-effect transistor, MOSFET)简称金氧半场效晶体管，是集成电路中常用的器件。随着集成度的不断提高，MOS管的尺寸不断缩小，已达到亚微米级。

从金属氧化物半导体场效应晶体管的命名来看，事实上会让人得到错误的印象。因为MOSFET与英文单词Metal(金属)的第一个字母M相同，但是当下大部分同类的组件里是不存在的。早期金属氧化物半导体场效应晶体管栅极使用金属作为材料，但随着半导体技术的进步，现代的金属氧化物半导体场效应晶体管栅极已用多晶硅取代了金属。

MOS 管的模型在 Spice3 中有 6 级。包括：

（1）LEVEL=1MOS1 模型-Shichman-Hodges 模型。

（2）LEVEL=2MOS2 模型-二维解析模型。

（3）LEVEL=3MOS3 模型-半经验模型。

（4）LEVEL=4MOS4 模型-BSIM 模型。

（5）LEVEL=5MOS5 模型-BSIM2 模型。

（6）LEVEL=6MOS6 模型-修改的 Shichman-Hodges 模型。

图 2-33 给出了 MOSFET 的一个典型应用结构；图 2-34 给出了几种不同 MOSFET 的元器件符号；图 2-35 给出了一种典型的 MOSFET 的大信号模型，MOSFET 的 Spice 模型表示为：

$$ \begin{aligned}&MXXXXXXX\ ND\ NG\ NS\ NB\ MNAME++\\ &\end{aligned}\\ \end{aligned} $$

例如：

M1 24 2 0 20 TYPE1

$$ \begin{array}{l}M31217610MOD M L=5U W=2U\end{array} $$

$$ \mathrm{M1~2~9~3~0~MOD1~L~=~10U~W~=~5U~AD~=~100P~AS~=~100P~PD~=~} $$

$$ 40\mathrm{U}\mathrm{P S}\mathrm{~=~}40\mathrm{U} $$

其中：

(1) ND: MOSFET 漏极。

(2) NG: MOSFET 栅极。

(3) NS: MOSFET 源极。

(4) NB: MOSFET 衬底。

（5）MNAME：模型的名字，使用.MODEL 语句进行描述。

（6）L 和 W：MOSFET 沟道的长度和宽度，单位为 m。

（7）AD 和 AS：MOSFET 漏极和源级扩散区面积，单位为 $ m^{2} $。

（8）NRD：漏扩散区等效的方块数。

（9）NRS：源扩散区等效的方块数。

（10）PS：源结的周长，单位为 m。

（11）PD：漏结的周长，单位为 m。

（12）OFF：可选。用于对器件进行DC分析的初始条件。

（13）TEMP：可选。工作温度，只针对第1、2、3和6级MOSFET。

表2-12给出了与MOSFET管LEVEL1、2、3和6模型相关的参数列表。

| 序号 | 名称 | 参数 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 1 | LEVEL | 模型索引 | 1 | — |

| 2 | VTO | 零偏压阈值电压 | 1.0 | V |

| 3 | KP | 跨导参数 | $ 2 \times 10^{-5} $ | $ A/V^{2} $ |

| 4 | GAMMA | 体效应系数 | 0.0 | $ V^{1/2} $ |

| 5 | PHI | 表面反型电势 | 0.6 | V |

| 6 | LAMBDA | 沟道长度调制系数 | 0.0 | $ V^{-1} $ |

| 7 | TOX | 氧化层厚度 | $ 10^{-7} $ | m |

| 8 | NSUB | 衬底掺杂浓度 | 0.0 | $ cm^{-3} $ |

| 9 | NSS | 表面态密度 | 0.0 | $ cm^{-2} $ |

| 10 | NFS | 快表面态密度 | 0.0 | $ cm^{-2} $ |

| 11 | NEFF | 总沟道电荷系数 | 1 | — |

续表

| 序号 | 名称 | 参数 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 12 | XJ | 结深 | 0.0 | m |

| 13 | LD | 横向扩散长度 | 0.0 | m |

| 14 | TPG | 栅材料类型 | 1 | — |

| 15 | UO | 表面迁移率 | 600 | $ cm^{2}/(V \cdot s) $ |

| 16 | UCRIT | 迁移率临界电场强度 | $ 10^{-4} $ | V/cm |

| 17 | UEXP | 迁移率临界指数系数 | 0.0 | — |

| 18 | UTRA | 横向电场系数 | 0.0 | — |

| 19 | VMAX | 载流子最大飘移速度 | 0.0 | m/s |

| 20 | DELTA | 窄沟道效应系数 | 0.1 | — |

| 21 | XQC | 沟道电荷分配系数 | 0.0 | — |

| 22 | ETA | 静态反馈系数 | 0.0 | — |

| 23 | THETA | 迁移率调制系数 | 0.0 | $ V^{-1} $ |

| 24 | AF | 闪烁噪声指数 | 1.0 | — |

| 25 | KF | 闪烁噪声系数 | 0.0 | — |

| 26 | IS | 衬底结饱和电流 | $ 10^{-4} $ | A |

| 27 | JS | 单位面积衬底结饱和电流 | 0.0 | $ A/m^{2} $ |

| 28 | PB | 衬底结电势 | 0.80 | V |

| 29 | CJ | 单位面积零偏压衬底节底部电容 | 0.0 | $ F/m^{2} $ |

| 30 | MJ | 衬底节梯度因子 | 0.5 | — |

| 31 | CJSW | 单位面积零偏压衬底结侧壁电容 | 0.0 | F/m |

| 32 | MJSW | 衬底结侧壁梯度因子 | 0.33 | — |

| 33 | FC | 正偏时耗尽电容公式中系数 | 0.5 | — |

| 34 | CGBO | 每米沟道长度栅-衬底覆盖电容 | 0.0 | F/m |

| 35 | CGDO | 每米沟道宽度栅漏覆盖电容 | 0.0 | F/m |

| 36 | CGSO | 每米沟道宽度栅-源覆盖电容 | 0.0 | F/m |

| 37 | RD | 漏极欧姆电阻 | 0.0 | \Omega |

| 38 | RS | 源极欧姆电阻 | 0.0 | \Omega |

| 39 | RSH | 漏与源薄层电阻 | 0.0 | \Omega |

| 40 | CBD | 零偏B-D结电容 | 0.0 | F |

| 41 | CBS | 零偏B-S结电容 | 0.0 | F |

5. 金属半导体场效应晶体管

金属半导体场效应晶体管(metal semiconductor field-effect transistor, MESFET)简称金半场效应晶体管，结构上与结型场效应晶体管类似。不过它与后者的区别是这种场效应晶体管并没有使用PN结作为其栅极，而是采用金属、半导体接触结，构成肖特基势垒的方式形成栅极。

图 2-36 给出了 MESFET 管的一个典型应用结构；MESFET 模型由 GaAs FET 模型得到，MESFET 管的 Spice 模型表示为：

$$ ZXXXXXXX ND NG NS MNAME $$

例如：

Z1 7 2 3 ZM1 OFF

表2-13给出了与 MESFET 管模型相关的参数列表。

| 序号 | 名称 | 参数 | 默认值 | 单位 |

| --- | --- | --- | --- | --- |

| 1 | BETA | 跨导参数 | $ 10^{-4} $ | $ A/V^{2} $ |

| 2 | VTO | 夹断电压 | -2.0 | V |

| 3 | B | 掺杂尾扩展参数 | 0.3 | $ V^{-1} $ |

| 4 | ALPHA | 饱和电压参数 | 2.0 | $ V^{-1} $ |

| 5 | LAMBDA | 沟道长度调制系数 | 0.0 | $ V^{-1} $ |

| 6 | RD | 漏极欧姆电阻 | 0.0 | \Omega |

| 7 | RS | 源极欧姆电阻 | 0.0 | \Omega |

| 8 | CGS | 零偏置栅-漏结电容 | 0.0 | F |

| 9 | CGD | 零偏置栅-漏结电容 | 0.0 | F |

| 10 | PB | 衬底结电势 | 1.0 | V |

| 11 | KF | 闪烁噪声系数 | 0.0 | — |

| 12 | AF | 闪烁噪声指数 | 1.0 | — |

| 13 | FC | 正偏时耗尽电容公式中系数 | 0.5 | — |

2.3 从用户数据中创建 Spice 模型

为了使用 AD 混合信号电路仿真器对电路进行仿真，电路中的所有元器件都需要有一个仿真模型。

2.3.1 Spice 模型的建立方法

模型的类型和得到模型的方法主要是取决于元器件和设计者个人的喜好。很多元器件供应商为他们的元器件提供了仿真模型。对于这种情况来说，设计者下载所要求的仿真文件(Spice、PSpice)，并且将下载的仿真文件和原理图中对应的元器件进行映射。

Spice 中的一些更基本的模拟器件模型并不需要专门的模型文件，如电阻、电容，当定义这些模型连接时，只需要简单地指定一些参数。将这种类型的模型直接添加到元器件中，就是一个简单的选择和输入的过程，即在相关的对话框界面中，选择模型类型和输入参数的值。

一些模型需要用编程语言进行编写，例如，使用层次的子电路语法创建所要求的子电路模型文件（*.ckt）。其他的，如果器件本质是数字的，则要求使用数字 SimCode 语言建立模型，通过中间的模型文件，将模型和器件进行连接。

某些包含到 Spice 的模拟器件模型提供了一个相关的模型文件 $ * $ .mdl。这个文件里，通过参数定义了高级行为特性（如半导体电阻、二极管、BJT）。人工创建这些文件，然后手动将这个文件链接到原理图中的元器件。使用 AD 提供的 Spice Model Wizard (Spice 模型向导) 基于用户得到的数据，就可以定义这些器件的模型。直接输入的参数，或者从所提供的数据中提取出来的参数，直接写入到模型文件中，然后链接到原理图中的元器件。

2.3.2 运行 Spice 模型向导

访问向导的方法主要取决于设计者添加 Spice 模型的方法，可以采用下面的方法添加模型：

（1）对于原理图库文档中新创建的元器件（由向导创建）。

（2）在原理图库文件中一个已经存在的元器件。

（3）在原理图中一个已经布局的元器件。

下面给出运行 Spice 模型向导创建 Spice 模型的步骤。其步骤主要包括：

（1）在 AD 主界面主菜单下，选择 File→New→Library→Schematic Library。

(2) 生成并自动打开 Shlib1.SchLib 文件。

(3) 在 AD 主界面主菜单下选择 Tools→XSpice Model Wizard。

（4）如图2-37所示，出现Spice Model Wizard（Spice模型向导）对话框。

（5）单击 Next 按钮。

（6）如图2-38所示出现Spice Model Types(Spice模型类型)选择对话框。该对话框内提供了可供建模的元器件类型，包括：

① Diode: 二极管。

② Semiconductor Capacitor：半导体电容。

③ Semiconductor Resistor：半导体电阻。

④ Current-Controlled Switch：电流控制开关。

⑤ Voltage-Controlled Switch：电压控制开关。

⑥ Bipolar Junction Transistor(BJT)：双极结型晶体管。

⑦ Lossy Transmission Line：有损传输线。

⑧ Uniform Distributed RC Transmission Line: 均匀分布的 RC 传输线。在该例子中，选择 Diode。

（7）单击 Next 按钮。

（8）如图2-39所示，出现Spice Model Implementation（Spice 模型实现）对话框。在该对话框下，提供了两个选项：

① Add the Diode Spice model a new component(添加二极管 Spice 模型到一个新的元器件)。

如果选择该选项，向导将在当前活动的原理库中创建一个新的库，并且将 Spice 模型添加到这个元器件。

② Add the Diode Spice model to an existing component(添加二极管 Spice 模型到一个已经存在的元器件)。

如果选择该选项，向导将添加 Spice 到当前元器件库中所选择的元器件。

（9）单击 Next 按钮。

如图 2-40 所示，出现 Diode Name and Description（二极管名字和描述）对话框。按如下参数设置：

① What name should this diode model have(这个模型的名字是什么): 1N4148。

② Enter a description of the diode（输入二极管的描述）：1N4148 is High Conductance Fast Diode Produced by ONSEMI。

（10）单击 Next 按钮。

（11）如图2-41所示，出现Diode Characteristics To Be Modelled（所建模二极管的特性）对话框。

（12）单击 Next 按钮。

（13）如图2-42所示，出现Forward-biasDiode Current（正向偏置的二极管电流）设置对话框，按图输入Vd-Id的对应关系。

（14）单击 Next 按钮。

（15）如图2-43所示，出现Forward-biasDiode Current（正向偏置二极管电流）对话框，可以看到根据前面的设置，计算得到了下面的参数值：

（16）单击 Next 按钮。

（17）如图2-44所示，出现Reverse-bias Junction Capacitance（反向偏置节电容）设置对话框。按照1N4148手册所示，输入Vd-Cj的关系。

（18）单击 Next 按钮。

（19）如图2-45所示，出现Reverse-bias Junction Capacitance（反向偏置节电容）对话框。根据前面输入的Vd-Cj关系，计算得到下面的参数值：

① CJO: 8.7090E-0013.

② VJ: 0.1600.

③ M: 0.0144。

（20）单击 Next 按钮。

（21）如图2-46所示，出现Reverse Breakdown（反向击穿）对话框，按如下参数设置：

① What is the reverse breakdown voltage(反向击穿电压): 100。

② What is the current at breakdown voltage(在反向击穿电压下的电流): 1E-4。

（22）单击 Next 按钮。

（23）如图2-47所示，出现Reverse Recovery（反向恢复）对话框。按如下参数设置：Enter the reverse recovery time of the diode at the point where the forward current is equal to the reverse current（输入在正偏电流和反偏电流相等点，即 $ \mathrm{Ir}=\mathrm{If} $的反向恢复时间）：4E-9。

（24）单击 Next 按钮。

（25）如图2-48所示，出现The Diode Spice Model（二极管Spice模型）对话框。在该对话框中，给出根据设计者输入的参数所生成的Spice的模型参数。

（26）单击 Next 按钮。

（27）如图2-49所示，出现End of Wizard（向导结束）对话框，表示生成Spice的过程顺利完成。

（28）单击 Finish 按钮。

（29）出现对话框，提示保存 Spice 模型，将其保存到 my_Spice_model 目录下。

（30）不保存原理图库设计文件，并退出设计。